Conception d'un oscillateur basé sur le mode actuel pour les amplificateurs de puissance audio de classe D : 6 étapes

2024 Auteur: John Day | [email protected]. Dernière modifié: 2024-01-30 09:05

Ces dernières années, les amplificateurs de puissance audio de classe D sont devenus la solution préférée pour les systèmes audio portables tels que les MP3 et les téléphones portables en raison de leur efficacité élevée et de leur faible consommation d'énergie. L'oscillateur est une partie importante de l'amplificateur audio de classe D. L'oscillateur a une influence importante sur la qualité sonore de l'amplificateur, l'efficacité de la puce, les interférences électromagnétiques et d'autres indicateurs. À cette fin, cet article conçoit un circuit oscillateur commandé en courant pour les amplificateurs de puissance de classe D. Le module est basé sur le mode courant et met principalement en œuvre deux fonctions: l'une est de fournir un signal d'onde triangulaire dont l'amplitude est proportionnelle à la tension d'alimentation; l'autre est de fournir un signal carré dont la fréquence est presque indépendante de la tension d'alimentation, et le rapport cyclique du signal carré est de 50 %.

Étape 1: Principe de l'oscillateur en mode courant

Le principe de fonctionnement de l'oscillateur est de contrôler la charge et la décharge du condensateur par la source de courant à travers le tube de commutation MOS pour générer un signal d'onde triangulaire. Un schéma fonctionnel d'un oscillateur conventionnel basé sur le mode courant est illustré à la figure 1.

Conception d'un oscillateur basé sur le mode actuel pour les amplificateurs de puissance audio de classe D

En figue. 1, R1, R2, R3 et R4 génèrent des tensions de seuil VH, VL et une tension de référence Vref en divisant une tension d'une tension d'alimentation. La tension de référence est ensuite passée à travers une structure LDO d'amplificateurs OPA et MN1 pour générer un courant de référence Iref qui est proportionnel à la tension d'alimentation. Alors il y a:

MP1, MP2 et MP3 dans ce système peuvent former une source de courant miroir pour générer le courant de charge IB1. La source de courant miroir composée de MP1, MP2, MN2 et MN3 génère un courant de décharge IB2. On suppose que MP1, MP2 et MP3 ont des rapports largeur/longueur égaux, et que MN2 et MN3 ont des rapports largeur/longueur égaux. Ensuite, il y a:

Lorsque l'oscillateur fonctionne, pendant la phase de charge t1, CLK=1, le tube MP3 charge le condensateur avec un courant constant IB1. Après cela, la tension au point A augmente linéairement. Lorsque la tension au point A est supérieure à VH, la tension à la sortie de cmp1 est ramenée à zéro. Le module de contrôle logique est principalement composé de bascules RS. Lorsque la sortie de cmp1 est 0, la borne de sortie CLK est inversée à un niveau bas, et CLK est un niveau haut. L'oscillateur entre dans la phase de décharge t2, à laquelle le condensateur C commence à se décharger à un courant constant IB2, faisant chuter la tension au point A. Lorsque la tension chute en dessous de VL, la tension de sortie de cmp2 devient nulle. La bascule RS bascule, CLK passe au niveau haut et CLK passe au niveau bas, terminant une période de charge et de décharge. Puisque IB1 et IB2 sont égaux, les temps de charge et de décharge du condensateur sont égaux. La pente du front montant de l'onde triangulaire du point A est égale à la valeur absolue de la pente du front descendant. Par conséquent, le signal CLK est un signal carré avec un rapport cyclique de 50 %.

La fréquence de sortie de cet oscillateur est indépendante de la tension d'alimentation et l'amplitude de l'onde triangulaire est proportionnelle à la tension d'alimentation.

Étape 2: mise en œuvre du circuit oscillateur

La conception du circuit oscillateur conçue dans cet article est illustrée à la figure 2. Le circuit est divisé en trois parties: un circuit de génération de tension de seuil, un circuit de génération de courant de charge et de décharge et un circuit de commande logique.

Conception de l'oscillateur basé sur le mode courant pour les amplificateurs de puissance audio de classe D Circuit de mise en œuvre de l'oscillateur de la figure 2

2.1 Unité de génération de tension de seuil

La partie de génération de tension de seuil peut être constituée de MN1 et de quatre résistances de division de tension R1, R2, R3 et R4 ayant des valeurs de résistance égales. Le transistor MOS MN1 est ici utilisé comme transistor de commutation. Lorsqu'aucun signal audio n'est entré, la puce règle la borne CTRL à un niveau bas, VH et VL sont tous deux à 0 V et l'oscillateur cesse de fonctionner pour réduire la consommation d'énergie statique de la puce. Lorsqu'il y a une entrée de signal, CTRL est bas, VH=3Vdd/4, VL=Vdd/4. En raison du fonctionnement à haute fréquence du comparateur, si le point B et le point C sont directement connectés à l'entrée du comparateur, des interférences électromagnétiques peuvent être générées à la tension de seuil à travers la capacité parasite du transistor MOS. Par conséquent, ce circuit relie le point B et le point C au tampon. Des simulations de circuits montrent que l'utilisation de tampons peut isoler efficacement les interférences électromagnétiques et stabiliser la tension de seuil.

2.2 Génération de courant de charge et de décharge

Un courant proportionnel à la tension d'alimentation peut être généré par OPA, MN2 et R5. Le gain de l'OPA étant élevé, la différence de tension entre Vref et V5 est négligeable. En raison de l'effet de modulation de canal, les courants de MP11 et MN10 sont affectés par la tension source-drain. Par conséquent, le courant de charge-décharge du condensateur n'est plus linéaire avec la tension d'alimentation. Dans cette conception, le miroir de courant utilise une structure cascode pour stabiliser la tension source-drain de MP11 et MN10 et réduire la sensibilité à la tension d'alimentation. Du point de vue du courant alternatif, la structure cascode augmente la résistance de sortie de la source de courant (couche) et réduit l'erreur dans le courant de sortie. MN3, MN4 et MP5 sont utilisés pour fournir une tension de polarisation pour le MP12. MP8, MP10, MN6 peuvent fournir une tension de polarisation pour MN9.

2.3 Section de contrôle logique

Les sorties CLK et CLK de la bascule sont des signaux carrés avec des phases opposées, qui peuvent être utilisés pour contrôler l'ouverture et la fermeture de MP13, MN11 et MP14, MN12. MP14 et MN11 agissent comme des transistors de commutation, qui fonctionnent comme SW1 et SW2 sur la figure 1. MN12 et MP13 agissent comme des tubes auxiliaires, dont la fonction principale est de réduire les bavures du courant de charge et de décharge et d'éliminer le phénomène de tir brusque des ondes triangulaires. Le phénomène de tir vif est principalement causé par l'effet d'injection de charge de canal lorsque le transistor MOS est dans la transition d'état.

En supposant que MN12 et MP13 soient supprimés, lorsque CLK passe de 0 à 1, MP14 est activé à l'état désactivé, et la source de courant composée de MP11 et MP12 est forcée d'entrer instantanément dans la région linéaire profonde de la région de saturation, et MP11, MP12, MP13 sont La charge du canal est retirée en très peu de temps, ce qui provoque un courant de défaut important, provoquant une pointe de tension au point A. En même temps, MN11 passe de l'état désactivé à l'état activé, et le les couches de courant composées de MN10 et MN9 vont de la région linéaire profonde à la région de saturation. La capacité de canal de ces trois tubes est chargée en peu de temps, ce qui provoque également un courant Burr et une tension de pointe importants. De même, si le tuyau auxiliaire MN12 est retiré, les MN11, MN10 et MN9 génèrent également un courant parasite important et une tension de pointe lorsque le CLK est sauté. Bien que MP13 et MP14 aient le même rapport largeur-longueur, le niveau de porte est opposé, donc MP13 et MP14 sont activés alternativement. MP13 joue deux rôles principaux dans l'élimination de la tension de pointe. Tout d'abord, assurez-vous que MP11 et MP12 fonctionnent dans la région de saturation pendant tout le cycle pour assurer la continuité du courant et éviter la tension de tir brutale causée par le miroir de courant. Deuxièmement, faites en sorte que MP13 et MP14 forment un tube complémentaire. Ainsi, au moment du changement de tension CLK, la capacité de canal d'un tube est chargée et la capacité de canal de l'autre tube est déchargée, et les charges positives et négatives s'annulent, réduisant ainsi considérablement le courant parasite. De même, l'introduction du MN12 jouera le même rôle.

2.4 Application de la technologie de réparation

Les paramètres des différents lots de tubes MOS varieront entre les tranches. Sous différents angles de traitement, l'épaisseur de la couche d'oxyde du tube MOS sera également différente, et le Cox correspondant changera également en conséquence, provoquant le décalage du courant de charge et de décharge, provoquant le changement de la fréquence de sortie de l'oscillateur. Dans la conception de circuits intégrés, la technologie de découpage est principalement utilisée pour modifier la résistance et le réseau de résistances (ou réseau de condensateurs). Différents réseaux de résistances peuvent être utilisés pour augmenter ou diminuer la résistance (ou la capacité) pour concevoir différents réseaux de résistances (ou réseaux de condensateurs). Les courants de charge et de décharge IB1 et IB2 sont principalement déterminés par le courant Iref. Et Iref=Vdd/2R5. Par conséquent, cette conception choisit de couper la résistance R5. Le réseau d'ajustement est illustré à la figure 3. Sur la figure, toutes les résistances sont égales. Dans cette conception, la résistance de la résistance R5 est de 45 kΩ. R5 est connecté en série par dix petites résistances d'une résistance de 4,5kΩ. La fusion du fil entre les deux points A et B peut augmenter la résistance de R5 de 2,5%, et la fusion du fil entre B et C peut augmenter la résistance de 1,25%, entre A, B et B, C. Les fusibles sont tous grillés, ce qui augmente la résistance de 3,75%. L'inconvénient de cette technique de rognage est qu'elle ne peut qu'augmenter la valeur de résistance, mais pas la petite.

Figure 3 structure du réseau de réparation de résistance

Étape 3: Analyse des résultats de la simulation

Cette conception peut être implémentée sur le processus CMOS 0,5 μm de CSMC et peut être simulée avec l'outil Spectre.

3.1 Amélioration de l'onde triangulaire par tube de commutation complémentaire

La figure 4 est un diagramme schématique montrant l'amélioration de l'onde triangulaire par le tube interrupteur complémentaire. On peut voir sur la figure 4 que les formes d'onde de MP13 et MN12 dans cette conception n'ont pas de pics évidents lorsque la pente change, et le phénomène d'accentuation de la forme d'onde disparaît après l'ajout du tube auxiliaire.

Figure 4 Forme d'onde améliorée du tube de commutation complémentaire à l'onde triangulaire

3.2 Influence de la tension d'alimentation et de la température

On peut voir sur la figure 5 que la fréquence de l'oscillateur passe à 1,86% lorsque la tension d'alimentation passe de 3V à 5V. Lorsque la température passe de -40°C à 120°C, la fréquence de l'oscillateur change de 1,93%. On voit que lorsque la température et la tension d'alimentation varient fortement, la fréquence de sortie de l'oscillateur peut rester stable, de sorte que le fonctionnement normal de la puce peut être assuré.

Figure 5 Effet de la tension et de la température sur la fréquence

Étape 4: Conclusion

Cet article conçoit un oscillateur contrôlé en courant pour les amplificateurs de puissance audio de classe D. Typiquement, cet oscillateur peut produire des signaux d'onde carrée et triangulaire avec une fréquence de 250 kHz. De plus, la fréquence de sortie de l'oscillateur peut rester stable lorsque la température et la tension d'alimentation varient largement. De plus, la tension de pointe peut également être supprimée en ajoutant des transistors de commutation complémentaires. En introduisant une technique d'ajustement de réseau de résistances, une fréquence de sortie précise peut être obtenue en présence de variations de processus. Actuellement, cet oscillateur a été utilisé dans un amplificateur audio de classe D.